变拓扑LLC变换器的均流均压控制研究

王宪萍，王婵琼，王晓东，倪喜军，马 津

(1.国网山西电力公司长治供电分公司，长治 046011；
2.江苏晟能科技有限公司，无锡 214028）

随着新能源、电力电子技术的发展，各类DC-DC变换器不断出现，其中，LLC谐振式变换器成为目前的研究热点。其优势在于，在一定宽输入电压和全负载范围内可实现原边开关管的零电压导通（zero voltage switching，ZVS）和副边整流二极管的零电流关断[1-2]（zero currentswitching，ZCS），不需要任何辅助网络且控制简单。然而，LLC谐振式变换器重载下变频调制增益的局限性问题已成为制约其发展的瓶颈[3]。

为扩大其输入输出电压的范围，文献[4]提出了一种数字式直接相移控制与传统线性控制相结合的混合控制方法，但仅局限于单个LLC变换器且预处理过程复杂。文献[5]提出了基于扰动参数估计的移相控制策略，全有源桥隔离DC-DC变换器的双移相控制本身较复杂，额外增加的参数估计和移相补偿进一步加大了处理器负担。文献[6]提出了基于移相补偿的LLC变换器交错并联技术，虽然实现了均流，但其输出电压增益范围仍然较小。文献[7]依靠增加辅助调控开关管实现了LLC变换器交错并联均流，但额外的辅助开关管增加体积和成本。文献[8]依靠移相获得较大的增益范围，但其控制过程比较复杂，文献[9]则利用简单的180°切换实现串并联的变换，简化了控制方法，但未涉及均压均流控制。文献[10-11]提出了一些智能控制策略，但实际逆变器采用的微型控制器很难满足计算需求，实现仍然困难。

本文在分析变结构LLC变换器运行原理基础上，进一步分析了补偿谐振器件参数容差的均流均压控制方法，提出了基于变频调制叠加小角度移相控制的均压均流方法，实现了全范围电压增益连续可调，并克服文献[8]中部分区域依靠调节输入直流电压辅助调整电压增益的缺陷。

1.1 拓扑结构

如图1所示，变结构LLC变换器拓扑包含主动开关S1～S4和S5～S8，n:1的变压器Tr1、Tr2，Tr1、Tr2的励磁电感Lm1、Lm2，谐振电感Lr1和Lr2，谐振电容Cr1和Cr2，整流二极管D1～D6。

图1 变流器运行模式

变结构LLC变换器采用变频调制控制的几种运行模式，主要分为双全桥电路串联、双全桥电路并联和全桥半桥电路串联方式。如图1(a)所示，如果双全桥并联电路脉冲满足S1=S4=S6=S7=～S2=～S3=～S5=～S8，由于隔离变压器极性反接，变压器副边侧处于并联连接，即IPOP（Input Parallel Output Parallel）方式。如图1(b)所示，如果双全桥串联电路脉冲满足S1=S4=S5=S8=～S2=～S3=～S6=～S7，副边侧变压器处于串联连接，即IPOS（Input Parallel Output Series）方式，输出电压为图1(a)模式的2倍。如图1(c)所示，如果控制S8为常闭短路，S7为常开路，全桥半桥串联电路脉冲信号此时满足S1=S4=S5=～S2=～S3=～S6，输出电压为图1(a)模式的1.5倍。当然，如果控制S4为常闭短路，S3为常开路，全桥半桥串联电路脉冲信号此时满足S1=S5=S8=～S2=～S6=～S7，输出电压也为图1(a)模式的1.5倍，该模式可以为一种冗余模式，通过选择，可以减少电路切换过程的过冲。

并联模式时，D1、D3、D4和D6承担1/2负载电流，D2、D5承担整个负载电流。串联模式时，D2、D5被直流电压反相钳制而无流通电流，仅D1、D3、D4和D6流通电流。

1.2 次谐振工作模态分析

为简化分析，如图2所示，仅以单个LLC变换器分析其工作模态，2个组合的变结构LLC变换器仅是单个LLC变换器的简单叠加，其基本过程与单个变换器完全一致，具体的电流流向可参考图1，此处不再详述。如图2(b)所示，如果存在移相，开关频率低于谐振频率的次谐振区域内可以分为8个阶段，对应前半周和后半周共8个时间节点t0～t4和t4～t8，相比图2(a)无移相控制的波形图，移相控制方式下多了图2(b)中2个t2～t3和t6～t7时间段模态，此时间段对应的电角度，本文定义为移相角φ。图2中Ton定义为半个开关周期，Dp为开关管对应的占空比（无移相时，为1），Tc为二次侧电流流通时间。

图2 LLC变换器次谐振区域的波形图

1）模态1（t0～t1）

t0时刻，iLr1电流为正，S1、S4开通，如图3所示等值电路的区间t0～t1，谐振腔电压为Uin，iLr1谐振递增，iLm1线性增大，但iLr1的增长速度比iLm1快，D1和D5自然导通，此时变压器副边被Uo钳位。

图3 LLC变换器次谐振区域的等值电路

2）模态2（t1～t2）

t1时刻，S1和S4仍保持开通，iLr1正弦谐振衰减至iLm1，使得变压器无电流，因而D1和D5实现ZCS关断；
如图3所示等值电路的区间t1～t2，Lm1、Lr1、和Cr1一起谐振，能量存储在谐振腔中。t2时刻，S4关断，模态2结束。

3）模态3（t2～t3）

t2时刻，进入S3、S4死区时间。iLr1对CS4充电，同时对CS3放电，导致S4的漏源电压线性上升，S3的漏源电压线性下降。由于功率器件寄生电容远小于谐振电容，该过程在极短时间内结束，此后，S4的漏源电压等于Uin，S3的漏源电压等于零而导致反并联二极管DS3续流导通，为S3的ZVS导通创造条件，如图3所示等值电路的区间t2～t3，此时谐振腔无激励源，因此在寄生电阻的影响下，电流稍微下降，很显然，移相控制会减少谐振腔的存储能量。

4）模态4（t3～t4）

t3时刻，S1管关断，进入S1、S2死区时间；
同时，iLr1对CS1充电，同时对CS2放电，导致S1的漏源电压线性上升，S2的漏源电压线性下降。t4时刻，S2管开通，前半周期工作结束，后半周期的工作原理和前半周期一样，不再详述。

为简化分析，忽略实际电路的死区时间，可以把上述的工作模态等效为图3所示的几个区间等值电路图。

1.3 增益特性分析

基于基波分析法对单个LLC谐振变换器增益特性分析[12-15]，可得式(1)所示增益近似计算公式：

定义谐振频率如下：

加入移相后，如图2(b)所示，加到谐振腔的方波电压存在一段时间的零电压，相当于基波幅值变小，此时的基波电压可表示为：

类似上述基波分析法，此时增益变为：

以如下表1的参数λ=6为参量，比较式(1)、式(5)，利用MATHCAD画成归一化谐振频率与变换器增益的关系图4，分析图4增益曲线变化趋势，获得如下规律：

表1 开关方式电压增益

图4 不同φ值下归一化谐振频率与变换器增益的关系图

1）当fn=1时，无移相控制的增益恒为1，与变换器参数、移相角和负载无关；
但当增加移相角补偿时，增益小于1。

2）移相角控制不仅影响谐振点增益，与无移相控制相比，相应增益整体下降，且下降趋势成相同趋势。

3）当k值一定且变换器轻载时，在小于谐振频率的一定范围内，随着开关频率的降低，可以保证较大范围的增益控制。但随着Q值的增加，即负载越来越重，变换器最大增益值减小，且变换器可控增益范围逐渐减小，为保证可控增益的范围，最大移相角需要控制。

变结构LLC变换器必须运行于图1所示的三种方式，为获得1～2.5的增益，根据上述图4的结论可知，需要首先选择LLC变换器的运行方式，然后计算开关频率，最后进行移相补偿获得调频加移相补偿后的增益。

假设选择LLC变换器运行方式的增益为G1，变频调制加移相补偿的增益为G2，对于变结构LLC变换器的增益Gw，可表示为：

具体增益G1可参考图1，增益G2可参考式(5)或图4。如图4所示，在响应的设计参数下，只要移相角不大于1rad，就能保证LLC变换器在1～1.5的增益范围内连续可调，因此制定表1所示不同增益下的开关选择表。

2.1 控制方案

通过分析可知，移相控制可以改变谐振腔的基波电压幅值，进而改变LLC变换器的增益。因此，本文通过变频调制叠加小角度移相补偿调整由于LLC变换器参数不一致导致的增益不同，克服不平衡现象，实现对变结构LLC变换器的均流均压控制。如图5所示，变结构LLC变换器的控制器包含方式选择模块、电压闭环控制环和辅助移相补偿环。

图5 控制框图

如图5所示，依据调度设定的参考电压大小选择双全桥电路串联、双全桥并联和全桥半桥电路串联方式[4]，并通过电压闭环控制环确定变结构LLC变换器的开关频率。

辅助移相补偿环依据电流差输出辅助移相补偿角，其中滞环用于选择移相桥臂和闭锁较小误差时移相补偿。当然，辅助移相补偿环控制一方面可以保证电流快速均流，同时可以根据采样电流实现流保护作用，防止二次侧或谐振腔短路以及过载引起的过大电流。

2.2 均流均压分析

忽略功率器件和变压器的损耗，LLC变换器的输入输出满足功率平衡，即：

当运行在IPOP模式时，满足Uo1=Uo2，此时控制Iin1≈Iin2，即可保证Io1≈Io2；
当运行在IPOS模式时，满足Io1=Io2，此时控制Iin1≈Iin2，即可保证Uo1≈Uo2。因此，上述控制方案在快速控制输入电流基本相等的情况下，可实现对变结构LLC变换器的IPOP均流和IPOS均压控制。

根据以上的分析设计了一台如表2所示设计指标和参数的变结构LLC谐振变换器，样机图片如图6所示。

图6 样机图

如图6 所示，样机包含H 桥1、H 桥2、三相整流器、谐振腔1、谐振腔2 和控制器，其中控制器采用TMS320F28377D，信号采用MCU内部ADC，内部PWM模块输出光纤隔离脉冲驱动功率器件。

图7为变结构LLC变换器工作在IPOP方式时的实验波形，通过相同频率PWM波的调制，实现2个LLC变换器谐振腔电流同相位，同时通过控制小角度的移相实现2个变换器的均流。

图7 双全桥并联均流

图8为变结构LLC变换器工作在IPOS方式时的实验波形，通过相同频率PWM波的180°反向调制，实现2个LLC变换器谐振腔电流相反180°且幅值基本相同，同时通过控制小角度的移相实现2个变换器输入电流均流，间接控制2个LLC变换器输出电压均压。

图8 双全桥串联均流

本文分析了变结构LLC变换器的拓扑结构和工作过程，并用基波分析法进行增益分析，然后以此为基础提出了参数设计和控制方法，最后结合变频调制叠加小角度移相控制，实现了变结构LLC变换器的IPOP均流和IPOS均压控制，样机实验验证了LLC变换器变频调压和软开关特性的可行性。

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