永磁同步电机逆变器保护方法研究

李芝炳 李帅 王斯博 李伟亮 刘亚川

（中国第一汽车股份有限公司研发总院，长春 130013）

永磁同步电机（Permanent Magnet Synchronous Motor，PMSM）具有结构简单、运行可靠、体积小、效率高等显著优点，在电动汽车领域中广泛应用[1]。绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）模块是永磁同步电机逆变器中电能转换的关键部件，降低IGBT 模块的开关损耗，提升其寿命及工作可靠性对电驱系统至关重要。而窄脉冲作为IGBT 模块的输入驱动信号，会导致IGBT 开关器件在未完全导通的情况下重新关断，此时产生的浪涌电压比完全导通再关断时的电压大幅提高，多次反复会对IGBT模块产生较大的导通或关断电压振荡，降低开关器件的触发可靠性，影响电力电子设备的正常运行[2-7]。因此，为实现IGBT 的可靠应用，降低IGBT 损耗和导通风险，一般应限制IGBT 最小触发和关断脉宽，针对小于最小脉宽的部分，需要进行抑制。

本文提出一种基于脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation，PWM）信号的窄脉冲抑制方法，高效全占空比输出PWM 信号的同时，在分段进行PWM 占空比输出的基础上，充分考虑PWM 死区和窄脉冲的前提下，逐段分析存在小脉冲的可能性，针对其中可能产生窄脉冲的占空比输出段，详细分析产生窄脉冲的位置点并针对性地进行抑制，达到保护逆变器的效果。最后，采用由基于Infineon TC277 的控制器组成的电驱控制系统对所提出的方案进行试验验证。

永磁同步电机在空间矢量调制方式下，不同调制比产生的PWM信号的占空比不同[8-9]。电机输出效率越高，母线电压利用率越高，对应的调制比也越高。调制比对PWM信号的影响如图1所示：当调制比较小时，输出电压较低，调制波的幅值相应较小，载波与调制波通过比较产生的PWM信号的占空比在50%附近波动，IGBT功率开关周期较长，不会出现窄脉冲；
当接近满调制时，输出电压较高，调制波的幅值相应较大，载波与调制波通过比较产生的PWM信号的占空比接近0或者100%，而占空比接近0时，输出PWM动力信号容易在本次输出周期产生窄脉冲信号，占空比接近100%时，输出PWM 动力信号容易在输出周期切换时，产生窄脉冲信号。总之，输出效率越高，电压利用率相应提高，输出电压调制比也越大，越容易产生窄脉冲信号。抑制窄脉冲，也能侧面提高电驱系统的控制效率。

图1 调制比对PWM信号的影响

当前，永磁同步电机的各种控制策略均通过PWM动力输出信号实现IGBT型开关管的控制，从而按照控制指令输出对应电压和扭矩。如图2所示，电驱控制系统IGBT模块一般采用180°导通型，同一桥臂上、下两管交替开关。通过控制三相六路（U、V、W三相上、下桥臂）PWM输出占空比，达到将直流母线电压转换至三相交流电的目的，实现对永磁同步电机的控制。

图2 180°导通型IGBT工作示意

电驱控制软件通过脉冲宽度调制输出计算模块得到逆变器U、V、W三相桥臂的占空比Du、Dv、Dw，考虑到任一相上、下桥臂必须保证不能直通，因此PWM控制输出时，必须考虑死区的影响。电驱系统的高效率输出要求调制比必须保持在较高的范围，此时PWM占空比输出接近100%，从而不可避免地导致输出的PWM 动力信号存在窄脉冲。本文在高效率PWM 输出的基础上提出一种窄脉冲抑制方案。

本文以IGBT 模块U 相桥臂PWM 输出为例进行说明，V相和W相桥臂PWM输出策略与之一致。设定U 相桥臂占空比输出为Dm、死区时间占比为Dd、窄脉冲时间占比为Dp，本文根据各桥臂Dm与Dd和Dp之间的关系，将PWM 输出占空比划分为6 个区间段，以保证更加精确地分析窄脉冲易产生的区间段，达到进一步进行窄脉冲抑制的效果，从而实现如图3 所示的PWM 占空比输出效果。经过推导，A区间~F 区间PWM 占空比的设置分别为[0,Dp/2]、(Dp/2,Dd]、(Dd,Dd+Dp]、(Dd+Dp,1-Dd]、(1-Dd,1)、1，各区间对应的上、下桥臂占空比如表1所示，相应占空比输出波形如图4所示。

表1 各区间上、下桥臂占空比

图3 PWM占空比输出示意

图4 各区间段占空比输出波形

通过上述区间计算，单个PWM输出周期内，只有占空比接近0时，对应A区间的PWM输出涉及窄脉冲输出。考虑到Db=1-2Dm，结合A区间Dm范围，可知下桥臂处于低电平的占空比2Dm≤Dp，会产生窄脉冲，需要进行抑制，考虑窄脉冲抑制时A区间占空比的输出波形如图5所示。

图5 考虑窄脉冲抑制时A区间段占空比输出波形

通过上述区间计算，当占空比接近100%，PWM占空比周期性切换时，也较易产生窄脉冲。假设本周期PWM占空比为Dm1、上桥臂占空比为Dt1、下桥臂占空比为Db1，下周期PWM占空比为Dm2、上桥臂占空比为Dt2、下桥臂占空比为Db2，当Dm1处于E区间段、Dm2处于E 区间段，且2-Dm1-Dm2

图6 未考虑窄脉冲抑制时M1状态切换输出波形

图7 考虑窄脉冲抑制时M1状态切换输出波形

当Dm1处于E区间段、Dm2处于F区间段，且1-Dm1

图8 未考虑窄脉冲抑制时M2状态切换输出波形

图9 考虑窄脉冲抑制时M2状态切换输出波形

当Dm1处于F区间段、Dm2处于E区间段，且1-Dm2

图10 未考虑窄脉冲抑制时M3状态切换输出波形

图11 考虑窄脉冲抑制时M3状态切换输出波形

电驱控制软件通过脉冲宽度调制算法得到PWM输出周期和占空比，通过本文提出的窄脉冲抑制方案可将PWM周期和占空比转换为PWM上升边沿及下降边沿计数值，并赋值给TC277主控芯片PWM输出模块的影子寄存器，当本周期循环结束，开启下周期循环时，将PWM输出影子寄存器的值赋给对应的输出寄存器，从而保证上个周期循环计算得到的PWM周期及占空比按照期望的波形输出。

为了对本文的窄脉冲抑制方法进行验证，基于搭载Infineon TC277主控芯片的控制器建立电机试验台架，验证在调制比较高的工况下，占空比接近0或者100%时的窄脉冲抑制情况，以U相占空比为例，为电机驱动系统提供的母线电压为400 V，在常温条件下进行测试。

4.1 测试工况1

设置IGBT模块死区时间为2.3 μs、窄脉冲时间为2 μs、PWM输出频率为8 kHz、输出占空比为0.5%：未执行窄脉冲抑制算法时，PWM 输出波形如图12a 所示，即使下桥臂PWM输出脉宽为1.25 μs，小于窄脉冲时间，也会进行脉冲输出；
执行本文提出的窄脉冲抑制算法时，PWM输出波形如图12b所示，针对PWM输出占空比接近0时产生的窄脉冲实现了良好的抑制效果，避免了无效的开关管动作。

图12 测试工况1输出波形（Dm=0.5%）

4.2 测试工况2

设置IGBT模块死区时间为2.3 μs、窄脉冲时间为2 μs、PWM输出频率为8 kHz、输出占空比为99.4%：未执行窄脉冲抑制算法时，PWM 输出波形如图13a 所示，即使上桥臂PWM输出脉宽为1.5 μs，小于窄脉冲时间，也会进行脉冲输出；
执行本文提出的窄脉冲抑制算法时，PWM输出波形如图13b所示，针对窄脉冲实现了良好的抑制效果，避免了无效的开关管动作。

图13 测试工况2输出波形（Dm=99.4%）

4.3 测试工况3

设置IGBT模块栅极驱动电压Vge=15 V、死区时间为2.3 μs、窄脉冲时间为0.8 μs，测试PWM 输出存在的窄脉冲对IGBT模块输出集电极电压Vce和集电极电流Ic的影响，具体测试结果如图14所示，当输出PWM存在0.8 μs的窄脉冲时，Vce和Ic会存在短暂的过冲和骤降，Vce会由关管时的接近0 V迅速提高至511 V，Ic会由关管时的接近0 A迅速提高至834 A，在窄脉冲结束时又迅速下降。短暂的浪涌电压输出无益于电机动力输出，但会产生很多热量及电压冲击现象，降低电机输出效率。

图14 测试工况3窄脉冲对IGBT模块输出的影响

由上述对比试验结果可知，基于Infineon TC277多核芯片运行的电驱控制软件，本文所述的窄脉冲抑制方法达到了完全消除PWM输出的窄脉冲信号的效果，从而避免电机逆变器由于输出PWM窄脉冲信号而引起的Vce浪涌电压冲击现象，降低IGBT模块无效导通或者关断对电机逆变器产生的损伤及热损耗，达到保护逆变器IGBT 模块和提高电机输出效率的目的。

本文提出了一种窄脉冲抑制方法，在分段式PWM占空比输出的基础上，充分考虑PWM死区和窄脉冲的前提下，根据占空比段的范围详细分析窄脉冲可能产生的位置：占空比较低时，在本次PWM输出周期产生窄脉冲；
占空比较高时，在本次PWM输出向下周期PWM输出切换时产生窄脉冲，并结合分析获得的窄脉冲产生的具体位置，针对性抑制该位置产生的窄脉冲。试验结果表明，相对于传统PWM输出方案，本文方案能够有效抑制PWM在过高或过低占空比时输出的过小导通和过小关断的窄脉冲，减少模块集电极浪涌电压冲击，达到保护逆变器IGBT模块和提升电机输出效率的目的。

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